0 引言

随着可穿戴设备和物联网设备对无线充电的需求不断增长，无线电力传输(WPT)技术得到了研究。因此，近年来该领域的研究大多集中在高效率和长距离充电上，而仅仅关注能量的传递。然而，许多实际的工业和商业应用必须以尽可能高的效率提供精确的输出电压。不幸的是，在开环WPT系统中，输出电压和效率随耦合系数和负载条件的变化而变化。此外，耦合系数和载荷条件随环境的变化而变化。例如，在智能手机充电过程中，负载条件会因充电电池而变化，耦合系数会因智能手机的位置而变化。因此，本文提出的无线充电(WPC)系统旨在同时满足恒定输出电压和高效率的要求。

为了提供恒定的输出电压，所提出的WPC系统的设计基于后调节闭环系统，这是研究的闭环调节方法之一。闭环调节方法有三种:频率跟踪、阻抗匹配和dc/dc转换。在频率跟踪方法中，由于分频现象，在“过耦合”区域调整频率，以调节恒定输出电压。由于该系统是一个松耦合系统，因此不需要进行频率跟踪。在阻抗匹配方法中，谐振电容由继电器或半导体开关以固定频率调节。

因此，它可以通过改变阻抗来调节输出电压，也可以保持恒定的输出电压，但阻抗匹配电路复杂且有损耗，控制困难。最后一种方法在接收端或发射端使用dc/dc变换器。它是一个简单的结构，以提供恒定的输出电压。当该系统应用于闭环调节时，由于等效负载阻抗偏离最优点，导致系统效率下降;然而，所提出的最大效率跟踪控制方案可以提高效率。

为了提高效率，本文提出的系统通过控制结构进行最大效率跟踪。在以往的研究中，等效负载阻抗由接收侧附加升压变换器控制。然而，与所提出的结构相比，其附加成分存在损失，增加了结构的复杂性。在其他研究中，dc/dc变换器的转换率由发射侧和接收侧同时控制。该方案不适用于带D类逆变器的串联谐振槽，因为发射侧dc/dc变换器的负载阻抗极低。因此，本文提出的MET方案利用控制结构和带外信号通信(蓝牙)来控制发射机IT的电流而不是电压。而且不需要控制接收端的负载转换率。因此，可以通过控制变送器的电流来改变等效负载。也就是说，通过所提出的控制方案，可以阻断偏离最优点的等效负荷。为了验证，在6.78MHz的频率下实现了由D类功率放大器和控制结构组成的发射机，以及由全桥整流器和dc-dc变换器组成的接收机。发射和接收线圈在A4WP专用的FR4基板上印刷。端到端测量结果从直流功率放大器到直流负载表明，在任何距离上都能保持最大效率。只要有接收器或任何接收器有负载条件，它就可以以最大的效率充电。

余下的论文组织如下。第二节介绍了闭环系统，分析了输出电压和效率。然后，在第三节中，我们介绍了最大效率跟踪控制方案，在第四节中，我们给出了发射机和接收机的设计。第五节验证了MET控制方案的性能，并给出了测量结果。最后，本文在第六节进行了简短的总结。

1 闭环无线充电系统

与开环WPT系统不同，闭环WPT系统具有恒定输出电压的优点。所报道的一般闭环调节方法可分为三类:1)频率跟踪，2)阻抗匹配，3)dc/dc转换(后调节)。

1) 频率跟踪:输出电压在“过耦合”区域有两个独立的峰值频率。因此，该方案控制工作频率以维持输出电压。为了增加输出电压，工作频率被移动到分割频率之一。否则，当频率远离峰值频率时，输出电压降低。

2) 阻抗匹配:该方案通过继电器或半导体开关控制电容器的值。电容器的值改变输出电压。由于功率放大器和负载之间的阻抗不匹配，输出电压降低。

2 最大效率跟踪控制方案

我们显示了该WPC系统的简化等效电路。松耦合线圈的大小和形状不同，但它们具有相同的谐振频率。

式中，为负载阻抗(充电电流与电压之比)，为精确充电电压。因此，由于dc/dc变换器调节输出电压，传输效率降低。计算了等效负载阻抗函数与耦合系数的关联效率，结果传输效率受等效负载阻抗和耦合系数的影响，且等效负载阻抗有一个最优点。

在先前的研究中，放大器的漏极电压由控制器控制，但该方法不适用于串联谐振槽，因为在工作频率下，对接收器R_in的输入阻抗非常低。如果漏极电压高，放大器的电流将非常高，这将对放大器造成严重损坏。因此，放大器V_D的漏极电压不能达到期望值，采用电压控制方法是不合适的。

为此，我们提出了可以控制电流的MET控制方案。为了改善与闭环调节相关的效率下降，我们需要从公式(3)中控制耦合系数和等效负载阻抗。首先，耦合系数随接收器位置的变化而变化，因此我们无法控制它。其次，由公式(4)可知，等效负载阻抗由dc/dc变换器的输入电压调节。在该系统中，变换器由发射电流控制。由此得到等效负载阻抗方程：

3 硬件设计

该系统由最大功率为20w的D类高功率放大器(HPA)、控制HPA电流的控制结构、带全桥整流和dc/dc降压转换器的5w接收器和蓝牙(Noridc Semi)组成。n51822)。由于蓝牙的MCU，它不需要添加另一个MCU进行最大功率跟踪。表1总结了系统参数。发射和接收谐振线圈采用符合A4WP标准的FR4(厚度0.6mm，相对介电常数4.6，正切损耗0.015)制作。发射线圈尺寸为209×140.02mm²，电感量LT为1.69μH，等效串联电阻RLT为0.53Ω。接收线圈尺寸为60×44mm²，电感LR为1.60μH，等效串联电阻RLR为0.57Ω。耦合系数小于0.2，是一个松耦合系统。以下是根据第三节的解释，开发拟议的木塑系统的设计程序。

基于HPA的发射机原理，HPA设计选用的元件是带GaN场效应管的EPC2014晶体管。我们选择氮化镓场效应管是因为氮化镓晶体管的输出电容非常低。换句话说，它具有低功耗。它由连接到晶体管漏极节点的控制结构供电。两个互补的开关信号由IC驱动器(LM5113)驱动，驱动器在6.78 MHz工作时通电5v和40ma。驱动器和开关之间的外部电阻R_G为2.2Ω，以控制栅极电流峰值并最小化栅极电压纹波。为了避免开关的短路电流，防止了两个互补信号的重叠。为了防止两个互补信号重叠，形成RC网络和二极管网络，调节互补信号之间的死区时间。RC网络改变了互补命令的上升沿和下降沿的斜率。

接收机由全桥整流器和dc/dc降压变换器组成。二极管整流器将谐振线圈的正弦电压转换为直流电压，降压转换器(LM26001)将输入电压降至合适的充电电压。buck变换器的选择要考虑输入电压Vin，变换器要有合适的量程。需要具有高ESR的输入电容Ci来降低输入节点的噪声、EMI和纹波。选择低ESR (CS=10μF)的输出电容。通过感测+节点和感测−节点的差值可以检测电流，且感测电阻(R_S=24mΩ)的压降很小。为了降低导通损耗和开关损耗，二极管必须承受非常快的开关。选用PD3S140型号二极管，击穿电压为40v，正向电压为0.45v，正向电流为1a。此外，二极管的低寄生电容是具有可忽略电抗的关键设计参数，因此我们可以简单地分析接收器。

4 实验验证

在实验中，输入直流电压由外部电源供电，用电负荷测量精确负载。此外，我们使用笔记本电脑监控系统的状态，包括效率、电压和电流。我们测量系统效率很难直接测量关联效率。

当负载阻抗R_L为5Ω时，实测数据与仿真数据相似。如第三节所述，等效负载阻抗R_R由(5)给出的变送器电流决定。我们验证了控制结构可以调节等效负载阻抗。

当变送器电流变化时，等效负载阻抗也会发生变化，等效负载阻抗的变化会改变系统效率。即使在相同距离下，系统效率也随发射机电流的变化而变化。根据接收机的位置控制发射线圈的电流，系统效率跟踪最大值。耦合系数随发射机与接收机之间的距离而变化，耦合系数始终小于0.2，因此我们根据距离测量所有数据。因此，测量数据和理论数据是水平对称的，因为距离和耦合系数成反比。此外，系统效率是一个通用术语，包括链接效率和所有其他模块效率，如功率放大器、降压转换器和整流器的效率。buck变换器的效率容易受到输入电压和负载电流的影响。因此，图形形状显示了链接效率与总效率之间的微小差异。然而，我们使用控制结构验证了最大效率跟踪控制方案的性能。

5 结语

我们设计了一个闭环系统来维持恒定的输出电压，以对抗耦合和负载变化，尽管系统效率会因为等效负载阻抗偏离最佳点而降低。因此，在本文中，我们提出了MET控制方案，该方案可以根据蓝牙通信接收到的数据来控制电流，以弥补效率的下降。因此，我们以最高的效率提供恒定的输出电压。我们的分析表明，效率可以通过变送器的电流来控制。因此，所提出的闭环WPC系统在耦合系数波动和负荷变化范围内具有最大的系统效率(η_system)。为了验证这一结果，我们实现了工作在6.78MHz的松耦合WPC系统。MET控制方案表明，当发射器和接收器之间的垂直距离从0到60mm变化时，系统效率约为50%。所提出的WPC系统可以跟踪最大效率点，而不受环境条件的影响。